Ⅰ.서 론

최근 광대역 이동통신 시스템이 발전하면서 그에 맞는 부품들도 많은 발전을 하고 있다. 그 중에서도 광대역 이중평형 주파수 혼합기(Double Balanced Mixer)가 중요 부품 중 하나로 세계 곳곳에서도 빠르게 발전하는 중이다. 특히, 이중평형 주파수 혼합기는 각 포트간의 격리도가 우수하며, 각종 잡음 및 고조파의 발생을 억제할 수 있다. 또한, 외부의 주파수 여파기가 별도로 필요치 않은 장점을 갖고 있다. 여기에 마천드 발룬을 사용하면 이중평형 주파수 혼합기를 구현하는 데 용이하고, 높은 격리도 등의 우수한 특성을 갖는다. 마천드 발룬은 두 개의 결합기로 구성되어 있고, 두 개의 결합량을 크게 함으로써 광대역 특성을 나타낼 수 있다[1-3].

능동소자와 수동소자가 반도체 제작 공법에 의해 GaAs, InP, Si 등의 반도체 기판 상에 일 괄적으로 제작된 반도체 집적회로가 MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit)이며, 통상적으로 동작 주파수는 마이크로파 또는 밀리미터파 대역이다. GaAs 반도체 기판 상에 제작된 MMIC는 1960년대에 발표되었으며, 본 격 상용화하기 시작하면서부터는 무선통신 하 드웨어 기술 상 많은 발전을 이루게 되었다. 대표적으로는 PCS, DBS, 위성 DMB를 포함하 는 위성방송 송수신 시스템, 자동차 충돌방지 시스템과 군수용 시스템을 포함하는 밀리미터 파 송수신 시스템, 그리고 RFID와 UWB등 오 늘날의 모든 무선통신 시스템에 포함되는 RF 송수신 블록을 구성하는 핵심소자가 MMIC이 다[4, 5].

본 논문에서는 LTE 기지국 및 이동통신용 중계기에 사용될 주파수 대역인 1.7~3.0 GHz 대역을 목표로 LO-IF 사이의 높은 격리도를 갖는 MMIC 이중 평형 믹서를 설계하여 LO Power를＋15 dBm부터＋20 dBm까지 조절하면 서 주파수 혼합기의 특성변화와 최적화에 대 하여 분석을 진행한다.

Ⅱ.주파수 혼합기 이론

주파수 혼합기는 주파수의 변환을 위한 비선형 소자(다이오드, 트랜지스터) 특성을 이용한 3-포트 소자이다.

쇼트키 다이오드는 독일의 물리학자 W. H. 쇼트 키의의 이름에서 유래가 되었다. 쇼트키 다이오드 는 전자가 풍부한 n⁺ Si 기판(substrate) 위에 형성시 키며, 이 위에 박막의 에피층(epi layer)이 증착된다. 그리고 다이오드가 형성되지 않는 부분은 SiO₂로 격리되며, 다이오드가 형성되는 부분에는 도체를 증착하여 형성된다.

<Fig. 1>은 그림 2-6은 쇼트키 다이오드의 등가 회로를 나타내었다. R_s 는 도체와 접합으로 발생하 는 직렬 저항을 나타내며, C_j 는 접합에 의해 발생하 는 공핍영역 커패시턴스를 나타낸다.

여기서 I_s 는 포화전류(Saturation Current), n은 이 상인자 (ideality factor), V_T 는 상수로써 열전압 (Thermal Voltage)을 나타낸다.

본 논문에서 사용된 이중평형 주파수 혼합기는 두 개의 하이브리드(발룬) 결합이나 변압기를 사용 하며, RF/LO 단의 고조파 제거 특성과 입/출력 포 트 신호의 격리도가 매우 우수하다(Fig. 2). 이는 변 환손실 특성이 좋다는 것을 의미하며, 단일 종단 주 파수 혼합기나 단일 평형 주파수 혼합기보다 높은 3차 고조파 주파수 차단 특성을 보여준다. 이 혼합 기는 최소 4개의 정합된 비선형 소자(다이오드)와 2 개의 발룬 회로로 구성되어 있으며, 안테나에서 신 호를 받으면 LO 단에서 나오는 신호와 합 또는 차 로 인해 출력하게 된다. 이때, 신호가 180°위상차 가 나도록 출력을 하게 되면 신호의 격리도 및 감 쇠 현상을 줄일 수 있다. 때문에 이중평형 주파수 혼합기를 많이 사용하는 이유이다.

근대의 마이크로파 시스템들은 실제로 몇 개의 주파수 혼합기와 여파기들을 사용함으로써 기저대 역 신호와 RF 신호단의 반송파 주파수의 상향 변환 및 하향 변환을 이루어 낸다.

주파수 혼합기의 종류로는 단일종단, 단일평형, 이중평형 등의 혼합기가 있다[1].

Ⅲ.마천드 발룬

마천드 발룬은 불평형 부분과 평형 부분, 2개의 종단 회로, 한 개의 개방회로 부분으로 구성되어 있 다(Fig. 3). 각 부분은 중심 주파수의 λ 4 의 전기적 길이를 갖는다. 그러므로 전체 부분의 전기적 길이 는 λ 2 의 길이를 갖는다. 마천드 발룬은 다른 발룬 에 비해서 광대역 성능이 좋으며, 설계 시 특성임피 던스 Z_oe, Z_oo 에 덜 민감하다. 하지만 λ 4 의 길이를 갖는다. 마천드 발룬은 다른 발룬 에 비해서 광대역 성능이 좋으며, 설계 시 특성임피 던스 Z_oe, Z_oo 의 전송선로 길이를 갖기 때문에 크기가 다소 큰 편이며, 낮은 유전율의 기판에서 마이크로스트립 선로 기술로 구 현이 어려운 편이다[3].

Ⅳ.주파수 혼합기 설계 및 측정

1.발룬 설계 및 시뮬레이션

MMIC는 GaAs 기판 위에 MESFET을 주요한 능 동소자로 하고 저항과 인덕터, 캐패시터를 수동소 자로 집적하여 단일 부품인 MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit)로 제작한다. 캐패시터 를 예로 들면 캐패시터의 밑판으로 사용되는 첫 번 째 금속을 기판위에 증착 후 유전체로 사용될 재료 를 PECVD(Plasma Enhanced Chemical Vapor Deposition)등의 방법을 이용하여 수천 앵스트롬(Å) 의 얇은 두께로 증착한 후 캐패시터의 윗판으로 쓰 이는 두 번째 금속을 증착한다. 마지막으로 윗판과 평면형 feed 구조를 연결하기 위해 3차원적 연결구 조인 에어브릿지(Air-bridge)를 제작한다. 또한 기 판의 위 아래를 연결하는 비아-홀(via-hole), 인덕 터, 저항 등도 이러한 방법으로 기판위에 제작과정 을 거친다.

먼저 중심주파수를 정한 뒤 λ 4 만큼 길이를 계산 하는데, 길이가 길수록 낮은 주파수 쪽으로 주파수 이동이 발생하기 때문에 이 점 유의해서 길이를 정 한다. 중심 주파수가 2.15 GHz 이므로 이 주파수에 맞는 길이를 계산한다. 이 때 중심주파수가 낮은 쪽 에 있으므로 직선으로 마천드 발룬을 설계를 한다면 전체 크기가 커질 것이다. 길이가 길수록 낮은 주파 수 쪽으로 주파수 이동이 생기기 때문이다. 본 논문 에서는 나선형 형태를 택하여 LO용 및 RF용 마천드 발룬을 설계한다(Fig. 4와 Fig. 6). 여기서 나선형 구 조 설계 시 선과 선 사이에 생기는 기생 커패시턴스 를 생각하여 선의 두께와 선과 선 사이의 간격을 선 택해야 한다. 측정에 사용된 PCB 기판은 ∈ r = 2.54, 두께는 0.54 mm, 금속두께는 0.018 mm이다.<Fig 5>

<Fig. 5>와 <Fig. 7>은 각각 LO 발룬 및 RF 발룬 의 Layout schematic 그림이다. 또한 <Fig. 8>과 <Fig. 9>는 각각 LO, RF 발룬의 S-parameter 특성 에 관한 그래프이다. 본 논문에서 제안한 주파수 대역이 1.7~3.0GHz인데, 조금 더 넒은 1.1~5.0GHz 대역을 나타내고 있다. 그러므로 본 발룬은 주파수 혼합기를 설계할 때 적용이 가능하다. 본 논문에서 설계한 발룬의 대역폭은 RF 발룬 128%(1.1~5 GHz), 위상차는 ±2°이며, LO 발룬 126%(0.8~3.5 GHz), 위상차는 ±4°로 나타났다.

<Fig. 10>은 본 논문에서 제안한 이중평형 주파수 혼합기의 구조를 나타냈다. 3포트로 이루어져 있으며 LO, RF 포트 쪽에 각각 LO 발룬, RF 발룬을 연결한 모습이다.

<Fig. 11>은 제안한 주파수 혼합기의 LO level을 ＋16dB 인가했을 때 도출한 변환손실시뮬레이션 결과이다. 이 때, 최고점은 2GHz에서 9.5dB을 보였 고, 최저점은 3GHz에서 11.2dB를 보였으며, 평균 9.8dB를 보였다.

2.MMIC 이중평형 주파수 혼합기 측정

<Fig. 12>는 제안한 주파수 혼합기의 LO level을 ＋16dBm을 인가했을 때 실제 측정한 변환손실 결 과 그래프이다. 1.5GHz~3GHz대역에서는 평균 약 10.4dB로 나타났고, 이동통신대역인 1.7GHz~2.7 GHz에서 평균 10.2dB를 보였다. LO level을＋15 dBm~＋20dBm까지 인가했을 때 LO level이 높을 수록 변환손실의 특성이 우수하다는 것을 보였다.

<Fig. 13>은 LO level＋16dBm을 인가했을 때 도 출한 주파수 혼합기의 격리도 측정결과 그래프이 다. LO/RF 격리도 최고점은 42.8dB이고 최저점은 38.3dB을 나타냈고, LO/IF 격리도 최고점은 37.9dB 이고 최저점은 28.1dB을 나타냈다. 평균적으로 LO/RF 격리도는 40.9dB, LO/IF 격리도는 35dB를 나 타냈다. 식 (1), (2)는 격리도를 구하는데 사용되는 공식이다[1].

<Fig. 14>는 제안한 주파수 혼합기를 RF주파수가 2GHz로 지정했을 때의 P1dB를 측정한 결과 그래프 이다. LO 주파수를 1.9GHz로 설정하고 LO Power level은＋15,＋16,＋17,＋20dBm으로 나누어 설정했 다. RF 주파수는 2GHz로 설정하고 RF Power level 은＋0dBm~＋16dBm까지 변화를 주면서 IF 출력 측정을 진행했다. 이 때＋16dBm에서는 입력 P1dB 가 약 2.4dBm이고, 출력 P1dB는 약 16dBm으로 나 타났다[6, 7].

<Fig. 15>는 제안한 주파수 혼합기의 LO level 별 로 실제 측정한 IM3성분을 식 (3)에 대입하여 값을 구한 Input IP3(IIP3) 그래프이다. 2-tone 입력 신호 를 인가하여 3차 상호 왜곡 신호의 출력 특성(IM3) 을 측정 후 얻은 결과로 식 (3)을 통해 계산한다[1].

계산 결과 LO level이＋15dBm일 땐 평균 23dBm, ＋20dBm일 땐 평균 20dBm을 보였다. LO level 최 적화 값인＋16dBm을 인가했을 땐 평균 23.2dBm을 보여 가장 우수한 특성으로 나타났다. IIP3 성분이 높은 값일수록 IM3(3차 상호 변조)가 원신호보다 작다는 것을 의미하고 이는 곧 원신호에 대한 왜곡 이 적어진다는 것을 뜻한다. 그리고 LO Power level 이 높아질수록 IMD 특성이 좋아지는데 이는 상호 변조 왜곡의 식을 통해 입력신호가 증가함에 따라 3제곱씩 상승하기 때문이다. 또한 식 (1)을 통해서 알 수 있듯이, PIN 은 RF Power를 의미하고 LO Power level을 조절하면 변환손실과 IM3성분이 변 하게 되고, IMD 특성은 LO Power level을＋16dBm 인가했을 때 가장 우수하게 나타나므로 LO Power level을＋16dBm 인가했을 때 IIP3 특성이 가장 우수 하게 나타난 것을 확인하였다.

<Fig. 16>은 Input IP3을 도출하기 위한 실제 IMD 의 측정한 결과 모습이다. RF 주파수 2.1 GHz, LO 주파수 2GHz, Spectrum analyzer의 중심 주파수는 100MHz로 설정하고 측정을 수행하였다.LO level을 ＋17dBm으로 인가했을 때 모습인데 IM3 성분은 Marker1에 표시된 61.3dBm으로 나타났다.

<Table 1>은 발표된 논문들과 본 논문에서 제안 한 광대역 이중평형 주파수 혼합기의 특성 비교표 이다. 본 논문에서 제안한 MMIC 이중평형 주파수 혼합기는 변환손실은 최대 2.4 dB의 차이를 보였으 며, 격리도를 비교했을 때, LO/RF는 최대 16.9 dB 높게 나타났고, LO/IF는 최대 약 9 dB 높게 나타났 다. [9]번 논문이 가장 우수한 특성을 나타내었고, 변환 손실외격리도 특성은 [9]번 논문을 제외한 나 머지 논문들에 비해 특성이 우수하게 나타났다.

<Fig. 17>은 제안한 주파수 혼합기의 PCB 기판 구조를 나타냈다. 1번 포트는 LO단, 3번 포트는 RF 단, 2번 포트는 IF단으로 설정했다. 4번 포트는 전 원을 인가할 수 있는 바이어스 단이지만 제안한 주 파수 혼합기에서는 별도의 바이어스를 필요로 하지 않는다. 5, 6, 7, 8번은 주파수 혼합기 칩의 출력포 트와 대응되도록 미리 포트를 정해놓은 것이다.

9, 10번은 바이어스가 인가됐을 때 필요한 칩 커패시터 자리이지만 앞서 언급한 것처럼 바이어스 가 필요 없기 때문에 칩 커패시터도 필요 없다.

<Table 2>는 IIP3 특성 비교를 위해 목표로 잡았 던 ‘Analog Device’사의 HMC316과의 특성 비교표 이다. 본 논문에서 제안한 MMIC 이중평형 주파수 혼합기와 비교했을 때 주파수대역의 거의 비슷하 며, 격리도 특성에서는 HMC316보다 우수한 수치를 보였다. 가장 중요한 IIP3 특성을 비교했을 때 HMC316은 25dBm을 보였고, 본 논문에서 제안한 주파수 혼합기의 최적화된 IIP3특성은 23.2dBm을 보여, 약 1.8dBm의 차이를 보여 목표 수치에 거의 근접하게 도출되었다. 다만 차이가 있다면 HMC316 은 LO level이＋17dBm일 경우이고, 제안한 주파수 혼합기는 LO level이＋16dBm이라는 점이다.

<Fig. 18>은 실제로 제작된 MMIC 이중평형 주파수 혼합기의 모습이다. <Fig. 14>를 토대로 제작된 것이며 가운데는 MMIC 공정을 이용하여 설계한 주파수 혼합 기 칩이 심어져 있고, LO, RF, IF 단에는 각각 포트가 연결되어 있다. 각 모서리부분에는 지그(jig)와 연결할 수 있게 나사구멍을 뚫었다. VDD는 전원을 연결할 수 있는 부분이지만 <Fig. 15>에서 언급했듯이 별도로 바이어스가 인가할 필요가 없어서 납땜 작업을 하지 않았다. 작은 구멍들은 접지를 할 수 있도록 만든 비아 -홀(via-hole)들이다.

<Fig. 19>은 본 논문에서 제안한 MMIC 이중평형 주파수 혼합기의 실제 GaAs 칩 접사 사진이다.

Ⅴ.결 론

본 논문에서는 MMIC 이중평형 주파수 혼합기를 설계하여 LO power 최적화에 대한 연구를 진행하 였다. 기판은 GaAs 기판을 사용하여 설계를 진행하 였으며, 일반적인 마천드 발룬을 설계 후 제안한 이 중평형 주파수 혼합기에 적용하여 주파수 혼합기를 설계 완료 뒤 측정을 진행했다. 혼합기의 주파수 대 역은 1.5GHz~3.0GHz이고, 현재 사용하고 있는 LTE 이동통신 대역인 1.7GHz~2.7GHz 대역에서도 적용 가능하다. LO power level은＋15dBm~＋ 20dBm 총 6 단계별로 인가하였으며, 최적화 목표는 상용되고 있는 ‘Analog Device’사의 HMC316로 정 했다. 최적화 목표 특성은 IIP3로 입력신호의 선형 성을 나타내는 중요한 특성으로써 높은 수치일수록 우수한 특성을 나타낸다. 이는 신호간의 간섭을 최 소화하를 위해서다. HMC316의 IIP3 수치는 25dBm 을 보였고, 본 논문에서 제안한 주파수 혼합기는 23.2dBm을 보여 목표인 HMC316의 데이터와 근접 한 수치로 나타났다.

본 연구 결과는 차세대 이동통신 및 LTE 대역의 중계기에 적용이 가능할 것이며, 추후 LO단에 안정 적으로＋17dBm이 증폭할 수 있는 Amp를 설계한 뒤 주파수 혼합기 칩 안에 집적화한다면 적은 LO power로도 주파수 혼합기를 동작할 수 있고, 칩 설 계 및 제작비용도 절약할 수 있을 것으로 기대한다.